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誰懼怕電容負載變化？斬波放大器嗎？

由 EET電子工程專輯發表于農業2021-12-25

簡介圖6：在ZL上繪製的1 µF OPA388 Zo表明fx處的穩定性問題圖7所示為我們用於測量帶1 µF電容負載的OPA388的負載Aol的測試電路

安全裕度表為什麼沒有公差5級的

過去，當運算放大器使用±15V電源並且輸入或輸出訊號為±10V時，輸入或輸出限制帶來的問題不多。我們的運算放大器的輸出阻抗（Zo）、AC小訊號阻抗和開環輸出阻抗是25Ω至50Ω的電阻。甚至1 nF的電容負載對輸出也無不良影響。那些懼怕高電容負載的日子已經過去了。

而如今的運算放大器採用許多不同的架構來實現軌到軌輸入和軌到軌輸出以及超低偏移和失調漂移。零漂移和/或斬波穩定運算放大器可以實現這種低偏移和漂移。現在零漂移或斬波穩定運算放大器具有複雜的Zo、AC小訊號、開環輸出阻抗。從低頻率到高頻率，Zo可以是電阻性的，電感性的，“雙電感”的，然後最終是電阻性的。由於零點漂移或斬波穩定運算放大器複雜的Zo特性，除非採用系統的方法進行設計，否則會難以穩定電容負載。

零點漂移和斬波放大器具有複雜的輸出阻抗，因此在輸出端出現電容負載時很難穩定。我將展示如何使用帶雙反饋的Riso來補償斬波穩定運算放大器的電容負載。舉例來說，透過考慮到Zo和負載阻抗（ZL）的相互作用，這個定義使您能夠使用其他穩定補償技術來穩定斬波器放大器。本分析中，需要理解的一個關鍵概念是運算放大器的複雜Zo以及其與電容負載的相互作用。一旦運算放大器得到補償，應用電路就會變得穩定。

圖1所示的運算放大器的AC模型是我們在分析運算放大器穩定性問題時所需要的。–IN和+IN之間的差異透過VCVS1增加一倍。VCVS1是一種具有無窮大輸入阻抗和零歐姆輸出阻抗的電壓控制電壓源。VCVS1的輸出被饋入模組（資料表開環增益（Aol）傳遞函式）。資料表Aol模組饋入Zo（小訊號、AC、開環輸出阻抗）模組。ZL模組表示在Voa時連線到運算放大器輸出的任何負載。將任何外部ZL連線至遠算放大器輸出將更改資料表Aol，且會產生新的專用Aol（我們稱之為“負載Aol”）。

圖1：運算放大器AC模型簡化AC穩定性分析

OPA388是一種精密（超低偏移電壓=±0。25 µV和零點漂移=±0。005 µV/°C）斬波穩定運算放大器。這些運算放大器的特徵是Zo 複雜（小訊號AC、開環輸出阻抗），如圖2所示。從低頻開始到高頻，我們看到Zo是電阻性的（0 dB/dec），其次是電感性的（+20 dB/dec），然後是“雙電感性”（+40 dB/dec）的，之後是電感性（+20 dB/dec）的，最終是電阻性（0 dB/dec）的。這種複雜Zo可以在沒有系統方法的情況下，使補償電容負載變得困難。

圖2：OPA388 Zo資料表顯示了電感性和“雙電感性”區域

我們的電容負載將被選擇為1μF電容。圖3所示為1µF電容的阻抗曲線與頻率的關係。

圖3：1 µF電容的阻抗是恆定−20 dB/decade斜率

OPA388運算放大器宏模型將使用圖4所示的測試電路來模擬和繪製OPA388 Zo特徵。

圖4：開環輸出阻抗的宏模型必須經過測試

圖5顯示了OPA388的模擬結果（與資料表Zo曲線相匹配）。

圖5：OPA388宏模型的模擬和資料表相匹配

當我們將ZL（1 µF電容阻抗）和圖6的OPA388 Zo曲線組合在一起時，穩定性問題則立馬顯現。顯示了Zo的一階斜率。在fx，我們看到了閉合速度，ZL和Zo斜率差是40dB/dec或60dB/dec。這兩個斜率都表明了ZL和Zo相互作用的共振條件。

圖6：在ZL上繪製的1 µF OPA388 Zo表明fx處的穩定性問題

圖7所示為我們用於測量帶1 µF電容負載的OPA388的負載Aol的測試電路。

圖7：OPA388輸出上的ZL=1 µF會更改資料表Aol

圖8所示為帶1 µF電容負載的OPA388的負載Aol曲線。請注意10 kHz和20 kHz之間的區域，該區域顯示了相點陣圖中的一個非常突然的相移和震級圖中的一個駝峰或峰值。這些特徵顯示了Aol曲線中的共振，以及可以使此電路穩定的無補償技巧。

圖8：OPA388輸出上的ZL=1 µF導致負載Aol陡降和達到峰值

我們將使用圖9的電路進行瞬態負載穩定性測試，以檢視我們的帶1 µF電容性負載的OPA388是否在時域內穩定。IG1是一個設定為1 kHz、1 mApk和1 ns上升/下降時間的電流發生器。這會在系統中產生階躍干擾，因此我們可以看到閉環系統的自然響應，以找出任何過度的過沖和振鈴，這將顯示邊緣或完全的不穩定。

圖9：匯入電流源進行瞬態穩定性測試。

圖10和圖11中的瞬態穩定性測試結果（放大）清楚地顯示了電路不穩定。如果我們放大瞬態穩定性測試的結果，我們會看到負載電流初始階躍變化後出現連續振盪。這表明了電路的不穩定。

圖10：瞬態穩定性測試表明出現連續振盪。

圖11：放大後的瞬態穩定性測試顯示三角波振盪。

如果我們繪製OPA388 Zo和CL=1 µF電容器的阻抗，如圖12所示，我們可以新增 RL=10 Ω， 30 Ω， 100 Ω的阻抗線。我們的負載Aol將看到RL和CL阻抗的串聯組合。在RL與CL交叉處以上的頻率，RL將控制淨ZL阻抗，因為對於兩個串聯阻抗，最高值佔優勢。為了避免ZL和Zo之間的共振，我們需要<20 dB/dec的斜率差。為了實現這一目標，並最小化RL與Zo的感應區相互作用的頻率範圍，我們需要選擇RL=100Ω，如淨ZL曲線所示。

圖12：繪製Zo和ZL允許方便修改ZL以保持穩定性。

我們的負載AOl將是透過我們Zo_ZL_Divider網路執行的資料表Aol，如圖13所示。從100 Hz到100kHz，Zo << ZL，所以我們預計對透過Zo_ZL_Divider的資料表Aol曲線幾乎不會被影響。從約100 kHz到300 kHz，我們預計資料表Aol將透過增加 −20 dB/dec衰減，因為Zo > ZL和Zo在+20 dB/dec不斷增加。

圖13：Zo和新ZL的模擬（RL=110 Ω， CL=1 µF）確認了穩定性。

如圖14所示為CL=1 µF， RL=100 Ω的實際應用。此電源分流器將5V電源分成兩半，用於偏移和縮放單電源系統中常用的中間電源參考點。OPA388遇見ZL=R1+CL，以及Voa是負載Aol測量點。請注意，因為OPA388的內部輸入電容被L1隔離，我們透過新增CCm和Cdiff在表面將它們移出外部。

圖14：電源分流器使用新的ZL（RL=110 Ω， CL=1 µF）以確保設計的穩定性。

電源分流器的模擬圖顯示了預期的負載Aol（圖15）。

圖15：電源分流器負載Ao顯示無增益劇增或快速相移。

圖16的測試電路將用於獲取負載Aol和1/Beta_FB#1（Voa透過R1&CL透過R2，然後回到OPA388的–IN）。

圖16：電源分流器FB#1用來測試穩定性。

圖16的測試電路能讓我們輕易繪製負載Aol和1/Beta_FB#1（圖17）。在fr處，當1/Beta_FB#1和負載Aol相交，和當環增益（AolBeta）變為0 dB時，閉合速率達60 dB（|-40 dB/dec −（+20 dB/dec）|）。這很不穩定。

然而，如果繪製第二反饋路徑1/Beta_FB#2，我們可以讓電路變得穩定。因為有兩個獨立的反饋路徑，最高的Beta或最低的1/Beta佔優勢，且將與運算放大器相遇。以上所示的1/Beta_Net和負載Aol在fcl處相交，閉合速率為20 dB/decade。從一階穩定性校核來看，這表明執行穩定，但需要一個環增益振幅和相點陣圖來確定終極相位裕度。請注意，我們將fz1放在約為½×fw的1/Beta_FB#2路徑中，兩條反饋路徑在此相交。此經驗法則確保我們不會用元件公差來建立“The Big Not”。在“The Big Not”中，會出現1/Beta_淨響應的峰值，從而可能導致電路不穩定。Big Not包含在附錄的穩定性材料參考中。在fw處，約16kHz，如果1/Beta_FB#2占主導地位時，則會失去對1/Beta_FB#1的控制，並且對於16kHz以上的頻率，不能對Vout處的干擾作出反應。

圖17：電源分流器1/Beta_FB#2新增到負載Aol和1/Beta_FB#1上。

現在讓我們重新回到原來的電路，以確定在何處新增1/Beta_FB#2。在CL = short和C4 = short 時，設定1/Beta_FB#2的高頻增益，從而用R5/R2進行近似計算。因為CL將變為>>： C4，CL將在C4為short之前變為short，所以fz1可以由C4和R5確定，如圖18所示。